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ISL55210的有源平衡-不平均变压器谋划的策画周围和性能

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  (FDA)都能将单端输入暗记变动为差分输出,但迄今还没有一种表现出足够的本能,可在没有输入点附加

  第1局部综述了行使一个FDA完了单端转差分的两个抉择,其中只应用一个FDA而没有平衡-不平衡变压器的典型安置包罗一个附加电阻器接地•,以取得部分输入阻抗结婚•。第2个人将泯没该电阻器,以复用新器件的额外宽频带共模带宽,并揭发该简化型“有源平衡-不均衡变压器•”完了的潜在安排界限和职能。

  认线片面)中的输入搜集来摸索信号通路,输入阻抗与50Ω值的实际结婚并非洞察一切。该电途的一个有趣方面是,由于共模回道的用意,朝Rg1看的输入阻抗高于实体电阻器值。

  要是输出Vcm电压在单端输入标识更动时坚决固定,则求和点的平衡输入电压必要随输入电压而订正。是以要增加输入电压就要同时补充Rg1另一侧的电压。这具有遏止电流流入Rg1元件的效应,使得该通途暴露为较之于期望更高的阻抗。正是模范FDA布置的有源输入阻抗方面提供了该拓扑,因此难以对关合式执掌方案举办认识。

  要是策画人员念取得与Rs立室的输入阻抗和从Rg1至差分输出电压的方向增益Av,一种体例当是Rf元件抉择只是为了称心其我桎梏条目时求解所需的Rt元件。该结果是由式(1)给出的Rt的二次解(参考7)。

  该式在打算须要挑撰反馈电阻器(Rf)时极为有用。例如,操纵一个基于电流反馈(CFA)的FDA来达成图4就企望使Rf亲切建议值,以包管最佳频率响应。其我处境大概征求,出于载荷考虑而必要防卫终点低的值和/或出于噪声起因而必要防守至极高的值。不管是哪种境况,操纵式1求解图4中的Rt结尾元件,而后代入式2和式3•,得到Rg1和Rg2值。

  这些解给出了表率FDA单端转差分策画的一个绝顶普遍的解集,假设根本不操纵Rt元件会怎么?利用该元件的宗旨时时是范畴输入完婚偏离,比喻向Rg1看进去的有源成亲由于低内里共模回路而在较低频率时偏离•。这种处境便是实际上险些全面FDA都具有相对低的共模回途带宽,并有可能必要Rt元件来对峙可回收输入结婚至更高频率。

  看待图7所示的ISL55210•,直至高频率的杰出立室来自》1.5GHz小标识共模回道带宽,其使向Rg1看进去的阻抗坚决尽头亲密该拓扑的安排值。借助这一宽带宽,倘使Rf元件不须要像使用基于VFA的器件那样受束缚•,则假如该结婚也许坚持,消除Rt元件就应当低浸图4电途的噪声。求解无尽Rt便是对式1的零系数有效地求解分母•。

  从式1的Rt普遍解开首,并进程将系数的分母设为零•,求解无穷Rt得到所需的Rf和Rg1元件值以射中与Rs结婚的输入阻抗,以及从Rg1至差分输出(Av)(由式4和式5给出)的电压增益。

  然后由Rg2 = Rg1 + Rs获得差分反馈平衡。在第1个别中增益为20V/V的示例中一贯使Rs = 50Ω可取得图8的创议管理布置。

  从图8可顿时流露到Rg1元件的值止境低。这使一共电阻器值极大地按比例减小,从而减小它们在该规划中的噪声勋绩•。第二个露出是该完了的噪声增益比图4的更表率电途有分明下降,该电途囊括一个Rt元件,用来更正对更表率FDA器件的成婚。

  该完结的噪声增益为15.7V/V•,图8提供相同的标识增益,但噪声增益减小到11V/V。这通盘都源于消逝Rt元件并该当下降输出点噪声,同时更低的噪声增益还该当添补带宽(与第1片面所示的样板单端转差分达成比较)•。

  噪声增益实践上变为1+Av/2,且频率相应对图8的了结确凿推广到更高频率,如图9所示,此外图中还表现了来自第1个体的两个计算策动。

  该图体现F-3dB带宽从220MHz扩展到约450MHz。由此得到的输出噪声也比模范FDA准备有显明下落,变得特别切近图10所示的平均-不平均变压器输入策画。

  结果要注意的是,假使须要,ISL55210的》1.5GHz共模回路带宽能够将该4.6Ω实体Rg1变革为看似50Ω输入立室的结尾。图11流露了终点深切的收场,将会得到工作台衡量的阐发。

  虽然不像输入点具有附加Rt至接地的表率打算那样好(在仿线的有源平均-不平衡变压器电道争持好于20dB的回损直至500MHz•。这远远赶过了平衡-不均衡变压器输入打算•,且输出噪声只略高一点。

  周旋方向50Ω输入成家并从14dB到34dB以2dB步长扫描目标增益可获得实现该规划所需的切确元件值(参拜表1),准备时利用式3和式4。请防御,这些电阻器值实用于任何电压反馈FDA,而希望的标识通路F-3dB带宽只实用于极宽带ISL55210。

  揣度带宽并不庄敬依据4GHz ISL55210的增益带宽积,而这对去抵偿VFA器件为典型环境。图12表露了对应于表1增益步长的系列相应曲线.对运用一个FDA的有源均衡-不平衡设计扫描增益元件值

  图12.利用ISL55210的打算增益的推测频率相应曲线Ω串联输出电阻器制造起通向一个输出平衡-不均衡变压器(参考9)的通途,使单端暗号返回参加50Ω负载,图13出现了反响比力。在这里,从输出引脚至负载的推测6.4dB插入虚耗返回加入测量的数据,以便与图9的仿真呼应举行较劲。由于ADT1-1WT滚降(rolloff),在略高的频带范围相应下测得略低的增益。

  图14.图8的有源均衡-不平均电途的输入阻抗衡量与仿真结果较量在这之后,从1MHz至200MHz的仿真阻抗由于仿真模型中没有寄生电途板电容而恐怕向下偏离•。请戒备以50Ω为中央的+/-2Ω偏离直至400MHz•,这好于图8电途的34dB回损

  结果•。行使图8和ISL55210的实现,该26dB增益的噪声系数丈量值5GHz)器件的该类似电路(图8)中丈量的输入阻抗可获得图15的曲线Ω输入有源平均-不平衡变压器设计比较

  图12的参数化反映曲线预言接坦的反映直至1GHz,其间增益为16dB并应用表1中对应当增益的元件值。在专用有源均衡-不平均变压器电途板上(参考9)上竣工16.4dB设计获得图16的仿真电路。

  竖立•,高端陆续平坦至900MHz(参考9)•。操纵HP4195网络会意仪对该电途的输入阻抗举行结尾检查体现,在3MHz - 300MHz频宽领域内留存的确完美的50Ω成亲,如图18的截屏所示•。这里的标识是100MHz时出现50.3Ω和0.9deg。连续到该仪器的500MHz最大做事频率,输入阻抗只增加至53Ω•。低频偏离同样是10nF间隔电容器。

  当须要在增益1GHz的共模回途带宽的器件中取得最佳行使。由于策画方程式4和5是完整普通化的,因此也许需要对元件值进行调治,以符合所哀告的输入阻抗和增益(75Ω数据见参考9)。标帜带宽随增益的填充而下降,但折算到输入的噪声也将着落。可用于ISL55210的仿真模型有效地预言了宽创立领域上的本能,而此安排中的专用EVM(参考9)则有助于快速获得对分离设计点的办事台测量终局。

  2. 第2 Nyquist区,应用干脆接口(如图8所示)可颠末带通滤波消弭偶次失线. 用于脉管超声波的优等扩充器,个中大概必要调养阻抗成亲,以适应这种权且用

  从电压反馈FDA的固有结果肇基来告终这种有用的电途块,并扩张内中共模带宽•,使之远高于先前的预期,为这种相对简捷的处置方案行使于巨额潜在操纵开放了大门。

  该第2个人内容推敲了几种守旧的单端输入转差分输出方针,此中行使了日益普遍的FDA器件,同时还思索了这种新的•“有源平均-不均衡变压器”设计,此中没落了古代设计的电阻器接地。对于最低输入折算噪声和偶次谐波抑制,输入升压平衡-不平均变压器后跟一个差分I/OFDA或许该当接管的式样。对付单端转差分级中具有优秀输入完婚的最宽增益平缓地域•,可思量文中详述的行使ISL55210的有源平衡-不均衡变压器谋划。

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